摘要：本文阐明了使用差动拓扑结构设计用于MAX236X IC的无源发送IF滤波器的方法。设计实例中信号源阻抗600Ω，终端阻抗400Ω。中心频率130MHz，带宽16MHz，在90MHz及200MHz处阻带衰减-25dB。受偏置通路的制约需增加两个电感提供上拉功能。文中还给出了仿真结果和参考文献。 更多信息： 无线产品网页 快速浏览MAX2360/MAX2362/MAX2364数据资料 应用技术支持 概述 在MAX2360或MAX2361这类差动CDMA (码分多址)发送芯片的IF (中频)滤波器设计和实现过程中存在着许多疑惑。在有关滤波器的文献里，单端滤波器的范例到处可见，而把平衡滤波器的实现问题留给了工程师去想象。本应用笔记描述了一个用于MAX2360的130MHz差动IF滤波器设计实例，并告诉我们如何在大多数电路工作状态下将滤波器耦合到IF的输出和输入端。仿真结果为16MHz带宽, 9.8dB损耗，在100MHz和183MHz时衰减-25dB。 MAX2360是高集成度的发送器，包括IF频率合成器、IF正交调制器、镜频抑制RF上变频器、可变增益的IF和RF放大器、功率放大(PA)驱动器、RF频率合成器和用于处理器控制的串行总线接口。这款IC最初是为IS-95 CDMA蜂窝电话应用设计的，采用小型48引脚TQFP封装。该系列产品的新版本(比如MAX2361)为QFN封装。本文讨论的所有问题都适用于更新版本的芯片，它们也具有差动IF接口。 图1所示为IF接口的详细电路，它为用户提供IF输出和输入的原理性说明。 图1. 具有平衡信号通道的MAX2360 IF滤波器接口 输出和输入阻抗由内部电阻设置：输出引脚600Ω，输入引脚400Ω。这些阻抗值可以使~3V供电的双极性放大器的性能达到最优。使用具有1kΩ输入和输出阻抗的SAW (声表面波)滤波器的用户需要设计匹配网络以获得合理的滤波器性能和功率传输性能。目前，CDMA系统在发送器的IF通道中已经不使用SAW滤波器，因为SAW滤波器增加了器件的成本并会导致发送器频谱特性超出设计要求。为了降低器件成本，新型CDMA系统用无源LC电路取代SAW滤波器，这就迫使我们必须设计差动LC滤波器。 单端带通滤波器设计实例 IF滤波器的目标规范如下： 中心频率，f0 = 130MHz 3dB带宽，fc = 16MHz 阻抗R0 = 500Ω 巴特沃思(Butterworth)频率响应 阻带衰减：90MHz与200MHz处，~25dB 设计过程 首先必需确定滤波器的阶数。为此，根据中心频率和带宽对截至频率进行归一化处理，对于上限截止频率和下限截止频率归一化值分别为： 下限截止频率 = 2 × (130MHz - 90MHz)/16MHz = 5.0 上限截止频率 = 2 × (200MHz - 130MHz)/16MHz = 8.75 根据这些归一化值，配合标准巴特沃思滤波器衰减曲线估计滤波器所需的阶数。上限截止频率和下限截止频率被认为是最重要的限制条件。在本例中，下限截止频率5.0需要一个2阶的巴特沃思滤波器在90MHz提供25dB衰减。查找巴特沃思滤波器归一化元件值表，得到电容为1.414F、电感1.414H。图2为包含两个元件的低通滤波器原型。 图2. N = 2的巴特沃思低通滤波器原型 这个低通滤波器现在必需变换为带通拓扑结构并将归一化阻抗值变换为500Ω (注意：本例选择500Ω阻抗是为了设计简单，因为它是600Ω源阻抗和400Ω滤波器负载阻抗的折中。本文忽略了由此引入的误差。) 为了完成变换，计算滤波器的带载Q值： QL = 130MHz/16MHz = 8.125 设计过程进行到这一步骤需要考虑实际元件的取值问题，如果在此仍不考虑这个问题，可能会选择一个不合当的拓扑结构。根据经验、阻抗值和中心频率，选择了图3所示的拓扑结构。它采用两个并联的LC谐振槽路、通过一个串联电容耦合。这种结构使用很少的电感，容易转换为平衡操作模式。 图3. 带通滤波器拓扑结构 参考资料中列出的由White撰写的文献中包含了数值表(7.2)，它说明了哪些滤波器可以基于拓扑结构、带载Q值、中心频率和阻抗值构造。一些新型滤波器设计软件包也提供了同样信息，它们对于滤波器初级设计者很有价值。 第一个要计算的元件是耦合电容：C2。 R0：最终设计滤波器的特征阻抗，单位Ω QL：滤波器带载Q值 f0：滤波器中心频率，单位Hz fc：滤波器3dB带宽，单位Hz 图4为经过阻抗和频率变换后得到的滤波器： 图4. 经过变换的130MHz带通滤波器，单端 对滤波器进行仿真是查找设计过程中计算误差或漏洞的好办法。使用一个基于普通SPICE的仿真软件验证设计结果。模拟插入损耗、带宽和波形因数等参数，电感Q值为50。仿真结果与预期的结果接近。 滤波器设计的最后一步是调整拓扑结构使其适合于MAX2360的应用，必须满足两个要求： 在IF输出引脚到直流电源之间必须存在直流通路。 滤波器在两端都必须为差动(平衡)阻抗。 将电感拆成两个分别为~26.6nH的电感以提供所需的直流通路。变换到差动工作方式也很容易实现，滤波器已经变换为实际的频率和阻抗值，接下来是将滤波器的“地”作一下变换，使两路信号关于地对称。如图5所示，在两个回路之间以前接地的位置增加一个电容，使其成为C2的镜像，这个附加电容的值由已知的各槽路的谐振频率决定，必须与单端设计相同，本例中为130MHz。单端槽路的谐振频率由C1、C2和L1确定。在最终的差动结构中，谐振频率由L1、C1和两个C2电容串联的结果确定。根据这个模型，差动模式滤波器中耦合电容的取值仅仅是将单端拓扑结构中耦合电容值乘2!许多关于滤波器的书籍忽略了这个问题，在这里也只是以探索与启发的形式提出来。仿真软件很快能使读者相信这是将单端滤波器转换为差动模式的有效方法。欢迎有志于此的工程师们写出滤波器结构的方程式并证明这种变换。 图5. 输入电感被拆开并具有有限Q值的仿真用130MHz差动带通滤波器 最终得到的滤波器结构如图5所示。注意电感在输入端被拆分、并且是平衡结构。图5电路在作仿真时选用Q = 50的电感，这里给每个电感上串联一个小电阻作为其模型。 {注意：仿真软件指定了参考标识符，它们与本文示意图中使用的标识符并不一致。} 图6. 滤波器输出幅频响应仿真结果(幅度单位dB) 图6表示仿真输出的幅频响应。插入损耗9.8dB、3dB带宽为~16MHz、以130MHz为中心。响应曲线在~100MHz和183MHz处衰减25dB。通过将设计通带宽度减小到16MHz以下提高滤波器在过渡带的衰减速度。为了确保在IF通带内无衰减，需要选用具有更低容差、稳定性更高的电感和电容，这使元件的选择更加严格。需要更窄的3dB带宽时，应增加电感的Q值以保证合理的插入损耗，并需要对滤波器的设计方法稍加改进(“前置补偿”)。较窄的带宽还会加剧传输信号的群延时失真。一种简单的做法是在满足阻带衰减要求的条件下保持滤波器频带尽可能宽。 为了完成设计，滤波器还需要与MAX2360发送器进行整合。最后的原理图如图7所示。注意，本例中还存在一些其它问题，比如没考虑电路板的杂散电容。滤波器输入和输出端的杂散电容可以通过减小C1的值来补偿，调节C1还是一种补偿电感自激振荡频率的方法，这对电感值小于100nH、设计频率为130MHz的滤波器的影响应该很小。输入和输出之间的杂散耦合通过减小滤波器两端C2的值补偿。 图7. 滤波器与MAX2360进行整合 参考文献 White, Donald R. J., A Handbook on Electrical Filters (Synthesis, Design and Applications), Don White Consultants, Inc., Gainesville, Virginia, 1980. Zverev, Anatol I., Handbook of Filter Synthesis, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1967. 我们期待您的反馈！ 喜欢？不喜欢？有待改善？或为我们提供建议？请与我们联系 — 我们将根据您的意见或建议改善我们的工作。 网页评价或提供建议 自动更新 需要自动接收最新发布的应用笔记吗？请订阅EE-Mail™ (English only)。 更多信息   APP 791: Jul 29, 2003 MAX2360 完备的双频段正交发送器 完整的数据资料 (PDF, 416kB) MAX2361 完备的双频段正交发送器 完整的数据资料 (PDF, 468kB) 免费样品   下载，PDF格式 (93kB)  AN791, AN 791, APP791, Appnote791, Appnote 791